Difference between revisions of "Digital Signal Transmission/Optimization of Baseband Transmission Systems"

From LNTwww
Line 124: Line 124:
 
  \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm S}(f)|^2 \,{\rm d} f
 
  \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm S}(f)|^2 \,{\rm d} f
 
  \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm}T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\frac {|H_{\rm Nyq}(f)|^2}{|H_{\rm S}(f)|^2} \,{\rm d} f } \right ]^{-1}\hspace{0.05cm}.</math><br>
 
  \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm}T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\frac {|H_{\rm Nyq}(f)|^2}{|H_{\rm S}(f)|^2} \,{\rm d} f } \right ]^{-1}\hspace{0.05cm}.</math><br>
Wendet man auf den Ausdruck in der Klammer die Schwartzsche Ungleichung Bronstein, I.N.; Semendjajew, K.A.: ''Taschenbuch der Mathematik''. 5. Auflage. Frankfurt: Harry Deutsch, 2001.<br><br>
+
Wendet man auf den Ausdruck in der Klammer die Schwartzsche Ungleichung [BS01]<ref>Bronstein, I.N.; Semendjajew, K.A.: ''Taschenbuch der Mathematik''. 5. Auflage. Frankfurt: Harry Deutsch, 2001.</ref><br><br>
 
<math>T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 1}(f)|^2 \,{\rm d} f
 
<math>T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 1}(f)|^2 \,{\rm d} f
 
  \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm} T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 2}(f)|^2 \,{\rm d} f
 
  \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm} T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 2}(f)|^2 \,{\rm d} f
Line 249: Line 249:
  
 
[[Aufgaben:1.7_Systemwirkungsgrade|A1.7 Systemwirkungsgrade]]
 
[[Aufgaben:1.7_Systemwirkungsgrade|A1.7 Systemwirkungsgrade]]
 +
 +
==Quellenverzeichnis==
 +
 +
<references/>
 +
  
 
{{Display}}
 
{{Display}}

Revision as of 20:07, 25 January 2017


Voraussetzungen und Optimierungskriterium


Für dieses Kapitel 1.4 gilt das folgende Blockschaltbild:

Blockschaltbild eines Basisbandübertragungssystems

Wenn nicht explizit anders angegeben, wird im Folgenden von folgenden Voraussetzungen ausgegangen:

  • Die Übertragung erfolgt binär, bipolar und redundanzfrei; mehrstufige und/oder codierte Systeme werden im Kapitel 2 behandelt. Der Abstand aufeinander folgender Symbole beträgt T. Die (äquivalente) Bitrate ist bei den hier getroffenen Voraussetzungen gleich R = 1/T.
  • Der Sendegrundimpuls gs(t) ist rechteckförmig und weist die Amplitude s0 sowie die Impulsdauer TST auf. Stimmt die Sendeimpulsdauer TS mit der Symboldauer T überein, so spricht man von NRZ–Rechteckimpulsen. Im Fall TS/T < 1 liegt ein RZ–Format vor.
  • Als Übertragungskanal wird das AWGN–Modell mit der (einseitigen) Rauschleistungsdichte N0 verwendet, so dass für das Empfangssignal r(t) = s(t) + n(t) gilt. Die für systemtheoretische Untersuchungen besser geeignete zweiseitige Rauschleistungsdichte beträgt somit N0/2.
  • Die Impulsantwort hE(t) des Empfangsfilters ist ebenfalls rechteckförmig, allerdings mit der Höhe 1/TE und der Breite TE. Daraus folgt für den Gleichsignalübertragungsfaktor HE(f = 0) = 1. Nur im Sonderfall TE = TS kann man HE(f) als Matched–Filter bezeichnen.
  • Um Impulsinterferenzen auszuschließen, muss bei der Optimierung der beiden Systemparameter TS bzw. TE stets die Randbedingung TS + TE ≤ 2T eingehalten werden. Impulsinterferenzen werden erst im Kapitel 3 betrachtet.
  • Zur Gewinnung der Sinkensymbolfolge wird ein einfacher Schwellenwertentscheider mit optimaler Entscheiderschwelle E = 0 und optimalen Detektionszeitpunkten (bei νT) verwendet.

Unter Systemoptimierung verstehen wir hier, die Parameter TS und TE von Sendegrundimpuls und Empfangsfilter–Impulsantwort so zu bestimmen, dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit den kleinstmöglichen Wert annimmt.


Leistungs– und Spitzenwertbegrenzung (1)


Die Optimierung der Systemgrößen wird entscheidend dadurch beeinflusst, ob als Nebenbedingung der Optimierung Leistungsbegrenzung oder Spitzenwertbegrenzung des Sendesignals gefordert wird.

: Unter Leistungsbegrenzung versteht man, dass die (mittlere) Sendeleistung PS einen vorgegebenen Maximalwert PS, max nicht überschreiten darf:

\[P_{\rm S}= {\rm E}[s(t)^2] = \overline{s(t)^2} \le P_{\rm S,\hspace{0.05cm} max}\hspace{0.05cm}.\]

Um die minimale Fehlerwahrscheinlichkeit zu erzielen, wird man natürlich die mittlere Sendeleistung PS im erlaubten Bereich möglichst groß wählen. Deshalb wird im Folgenden stets PS = PS, max gesetzt.


Die Frage, ob als Nebenbedingung der Optimierung tatsächlich von Leistungsbegrenzung ausgegangen werden kann, hängt von den technischen Randbedingungen ab. Diese Annahme ist insbesondere bei Funkübertragungssystemen gerechtfertigt, unter Anderem deshalb, weil die als „Elektrosmog” bekannte Beeinträchtigung von Mensch und Tier in starkem Maße von der (mittleren) Strahlungsleistung abhängt.
Anzumerken ist, dass ein Funkübertragungssystem natürlich nicht im Basisband arbeitet. Die hier am Beispiel der Basisbandübertragung definierten Beschreibungsgrößen werden aber im Kapitel 4 dieses Buches dahingehend modifiziert, dass sie auch für digitale Trägerfrequenzsysteme anwendbar sind.

: Spitzenwertbegrenzung spricht man immer dann, wenn der Aussteuerbereich der Sendeeinrichtung begrenzt ist. Bei bipolarer Signalisierung lautet die entsprechende Bedingung:

\[|s(t)| \le s_0\hspace{0.4cm}{\rm{f\ddot{u}r}}\hspace{0.15cm}{\rm alle}\hspace{0.15cm}t.\] Oft verwendet man anstelle von Spitzenwertbegrenzung auch den Begriff

Amplitudenbegrenzung, der aber den Sachverhalt nicht ganz richtig wiedergibt.


Natürlich wird auch bei Spitzenwertbegrenzung die Leistung begrenzt, aber nicht die mittlere, sondern die Spitzenleistung. Die Nebenbedingung „Spitzenwertbegrenzung” ist zum Beispiel dann sinnvoll und sogar notwendig, wenn

  • der Aussteuerbereich des Senders wegen Nichtlinearitäten von Bauelementen und Endverstärkern beschränkt ist, oder
  • die Nebensprechstörung zu keiner Zeit einen gewissen Wert nicht überschreiten darf. Hierauf ist insbesondere bei der Kommunikation über Zweidrahtleitungen zu achten.


Leistungs– und Spitzenwertbegrenzung (2)


: Sendegrundimpuls gs(t) und Empfangsfilter–Impulsantwort hE(t) seien rechteckförmig. Die Amplitude g0 des Ausgangsimpulses stimmt stets mit der Eingangsimpulsamplitude s0 überein.
  • Beim System A (TS = T, TE = T) handelt es sich um die Matched–Filter–Realisierung mit NRZ–Rechteckimpulsen.

    Impulse/Impulsantworten bei System A

Die Rauschleistung ist σd2 = N0/(2T). Die Bitfehlerwahrscheinlichkeit ergibt sich somit unter Berücksichtigung von s02 · T = EB („Energie pro Bit”) wie folgt:
\[p_{\rm B} ={\rm Q} \left( {{g_0}/{\sigma_d}}\right)= {\rm Q} \left( \sqrt{{2 \cdot s_0^2 \cdot T}/{N_0}}\right)= {\rm Q} \left( \sqrt{{2 \cdot E_{\rm B}}/{N_0}}\right)\hspace{0.05cm}.\]
  • Beim System B (TS = T, TE = T/2) ist das Empfangsfilter hE(t) nicht an den Sendegrundimpuls gs(t) angepasst. Deshalb ergibt sich ein trapezförmiger Detektionsgrundimpuls gd(t):

Impulse/Impulsantworten bei System B

Die Rauschleistung ist σd2 = N0/(2T). Die Bitfehlerwahrscheinlichkeit ergibt sich somit unter Berücksichtigung von s02 · T = EB („Energie pro Bit”) wie folgt:
\[p_{\rm B} ={\rm Q} \left( {{g_0}/{\sigma_d}}\right)= {\rm Q} \left( \sqrt{{ s_0^2 \cdot T}/{N_0}}\right)= {\rm Q} \left( \sqrt{{E_{\rm B}}/{N_0}}\right)\hspace{0.05cm}.\]
  • Beim System C (TS = T/2, TE = T/2) ist wie bei System A die Matched–Filter–Bedingung erfüllt, allerdings bei RZ–Rechteckimpulsen mit dem Tastverhältnis 1/2.

Impulse/Impulsantworten bei System C

Die Rauschleistung ist so groß wie bei System B  ⇒  σd2 = N0/T. Bei der zweiten Gleichung ist berücksichtigt, dass die Energie pro Bit jetzt nur noch halb so groß ist  ⇒  EB = 1/2 · s02 · T:
\[p_{\rm B} ={\rm Q} \left( {{g_0}/{\sigma_d}}\right)= {\rm Q} \left( \sqrt{{ s_0^2 \cdot T}/{N_0}}\right)= {\rm Q} \left( \sqrt{2 \cdot {E_{\rm B}}/{N_0}}\right)\hspace{0.05cm}.\]


Leistungs– und Spitzenwertbegrenzung (3)


: Die Grafik zeigt die Bitfehlerwahrscheinlichkeit pB in Abhängigkeit vom Verhältnis EB/N0 (linkes Diagramm) bzw. als Funktion von s02 · T/N0 (rechtes Diagramm). Es handelt sich dabei um die Interpretation der oben hergeleiteten Ergebnisse.

Systemvergleich bei Leistungs- und Spitzenwertbegrenzung

Diese beiden Diagramme in doppelt–logarithmischer Darstellung sind wie folgt zu interpretieren:

  • Die linke Grafik vergleicht die Systeme bei gleicher mittlerer Leistung (Ps) bzw. bei konstanter Energie pro Bit (EB). Da der Abszissenwert zusätzlich auf N0 bezogen ist, gibt pB(EB/N0) den Sachverhalt auch für unterschiedliche Rauschleistungsdichten (N0) richtig wieder.
  • Bei Leistungsbegrenzung sind die Konfigurationen A und C gleichwertig und stellen jeweils das Optimum dar. Wie auf den nächsten Seiten hergeleitet wird, liegt ein bei Leistungsbegrenzung optimales System immer dann vor, wenn gs(t) und hE(t) formgleich sind (Matched–Filter). Die kleinere Leistung von System C wird durch die hier gewählte Abszisse ausgeglichen.
  • Dagegen wird bei System B die Matched–Filter–Bedingung nicht eingehalten (TETS) und die Fehlerwahrscheinlichkeitskurve liegt nun um 3 dB rechts von der durch die Systeme A und C vorgegebenen Grenzkurve.
  • Die rechte Grafik beschreibt das Optimierungsergebnis bei Spitzenwertbegrenzung, was an der Abszissenbeschriftung zu erkennen ist. Der Kurvenzug A (NRZ–Impuls, Matched–Filter) gibt auch hier die Grenzkurve an, die von keinem anderen System unterschritten werden kann.
  • Die Kurve B in der rechten Grafik hat den genau gleichen Verlauf wie in der linken Darstellung, da wiederum NRZ–Sendeimpulse verwendet werden. Der Abstand von 3 dB zur Grenzkurve ist wieder auf die Nichteinhaltung der Matched–Filter–Bedingung zurückzuführen.
  • Im Gegensatz zur linken Grafik liegt nun auch das Matched–Filter–System C um 3 dB rechts vom Optimum. Der Grund für diese Degradation ist, dass bei gleichem Spitzenwert (gleicher Spitzenleistung) das System C nur die halbe mittlere Leistung wie das System A bereitstellt.


Systemoptimierung bei Leistungsbegrenzung (1)


Die Minimierung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit
\[p_{\rm B} = {\rm Q} \left( \sqrt{\rho_d}\right)\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}{\rm Minimum}\]
kann aufgrund des monotonen Funktionsverlaufs der komplementären Gaußschen Fehlerfunktion Q(x) auf die Maximierung des Signal–zu–Rausch–Leistungsverhältnisses vor dem Schwellenwertentscheider (Detektions–SNR) zurückgeführt werden:
\[\rho_d ={g_0^2}/{\sigma_d^2}\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}{\rm Maximum}\hspace{0.05cm}.\]
Hierbei steht g0 als Abkürzung für gd(t = 0). Gleichzeitig muss sichergestellt werden, dass

  • der Detektionsgrundimpuls gd(t) = gs(t) ∗ hE(t) das erste Nyquistkriterium erfüllt, und
  • die Energie des Sendegrundimpulses gs(t) einen vorgegebenen Wert EB nicht überschreitet.

In den vorangegangenen Abschnitten wurde bereits mehrfach erwähnt, dass beim AWGN–Kanal für das optimale System unter der Nebenbedingung der Leistungsbegrenzung gilt:
\[p_{\rm B, \hspace{0.05cm}min} = {\rm Q} \left( \sqrt{\rho_{d, \hspace{0.05cm}{\rm max \hspace{0.05cm} | \hspace{0.05cm} L}}}\right)\hspace{0.5cm}{\rm mit}\hspace{0.5cm} \rho_{d, \hspace{0.05cm}{\rm max \hspace{0.05cm} | \hspace{0.05cm} L}}={2 \cdot E_{\rm B}}/{N_0}\hspace{0.05cm}.\]

: Der Systemwirkungsgrad bei Leistungsbegrenzung einer vorliegenden Konfiguration ist der Quotient aus dem tatsächlichen und dem größtmöglichen Detektions–SNR:

\[\eta_{\rm L} = \frac{\rho_d}{\rho_{d, \hspace{0.05cm}{\rm max \hspace{0.05cm}| \hspace{0.05cm} L}}}= \frac{g_0^2 /\sigma_d^2}{2 \cdot E_{\rm B}/N_0}\hspace{0.05cm}.\]
Hierbei sind folgende Systemgrößen verwendet:

  • g0 = gd(t = 0) gibt die Amplitude des betrachteten Nyquistimpulses an.
  • EB beschreibt die Energie des Sendegrundimpulses.
  • N0 ist die (einseitige) AWGN-Rauschleistungsdichte.
  • σd2 bezeichnet die Detektionsstörleistung für das gegebene Empfangsfilter.


Nachfolgend wird gezeigt, dass für den Systemwirkungsgrad stets ηL ≤ 1 gilt.


Systemoptimierung bei Leistungsbegrenzung (2)


Der Beweis erfolgt im Frequenzbereich. Aus Darstellungsgründen normieren wir den Sendegrundimpuls:\[h_{\rm S}(t) = \frac{g_s(t)}{g_0 \cdot T} \hspace{0.4cm}\circ\!\!-\!\!\!-\!\!\!-\!\!\bullet \hspace{0.4cm} H_{\rm S}(f) = \frac{G_s(f)}{g_0 \cdot T} \hspace{0.05cm}.\]
Damit hat hS(t) die Einheit 1/s und HS(f) ist dimensionslos. Für die einzelnen Systemgrößen folgt daraus:

  • Aufgrund des ersten Nyquistkriteriums muss gelten:\[G_d(f) = G_s(f) \cdot H_{\rm E}(f) = G_{\rm Nyq}(f)\]
\[\Rightarrow \hspace{0.3cm} H_{\rm S}(f) \cdot H_{\rm E}(f)= H_{\rm Nyq}(f)= \frac{G_{\rm Nyq}(f)}{g_0 \cdot T}\hspace{0.05cm}.\]
  • Die Amplitude des Detektionsgrundimpulses ist gleich
\[g_d(t=0) = g_0 \cdot T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}H_{\rm Nyq}(f) \,{\rm d} f = g_0\hspace{0.05cm}.\]
  • Die Energie des Sendegrundimpulses ist wie folgt gegeben:\[E_{\rm B} = g_0^2 \cdot T^2 \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm S}(f)|^2 \,{\rm d} f \hspace{0.05cm}.\]
  • Die Detektionsstörleistung lautet:\[ \sigma_d^2 = \frac{N_0}{2} \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm E}(f)|^2 \,{\rm d} f = \frac{N_0}{2} \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\frac {|H_{\rm Nyq}(f)|^2}{|H_{\rm S}(f)|^2} \,{\rm d} f\hspace{0.05cm}. \]

Setzt man diese Teilergebnisse in die Gleichung für den Systemwirkungsgrad ein, so erhält man:\[\eta_{\rm L} = \left [ {T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm S}(f)|^2 \,{\rm d} f \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm}T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\frac {|H_{\rm Nyq}(f)|^2}{|H_{\rm S}(f)|^2} \,{\rm d} f } \right ]^{-1}\hspace{0.05cm}.\]
Wendet man auf den Ausdruck in der Klammer die Schwartzsche Ungleichung [BS01][1]

\(T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 1}(f)|^2 \,{\rm d} f \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm} T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 2}(f)|^2 \,{\rm d} f \hspace{0.3cm}\ge\hspace{0.3cm} \left [ T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm 1}(f) \cdot H_{\rm 2}(f)| \,{\rm d} f \right ]^2\)

\(\Rightarrow \hspace{0.3cm}T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm S}(f)|^2 \,{\rm d} f \hspace{0.1cm} \cdot \hspace{0.1cm} T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\frac {|H_{\rm Nyq}(f)|^2}{|H_{\rm S}(f)|^2} \,{\rm d} f \hspace{0.2cm}\ge\hspace{0.2cm} \left [ T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\hspace{-0.5cm}H_{\rm Nyq}(f) \,{\rm d} f \right ]^2 = 1 \)

an, so erkennt man, dass stets ηL ≤ 1 gilt. Die Auswertung zeigt, dass für

\[H_{\rm S, \hspace{0.05cm}opt}(f) = \gamma \cdot \sqrt{H_{\rm Nyq}(f)}\]
in obiger Ungleichung unabhängig vom Parameter γ das Gleichheitszeichen gilt:\[\gamma^2 \cdot T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\hspace{-0.3cm} H_{\rm Nyq}(f) \,{\rm d} f \hspace{0.2cm} \cdot \hspace{0.2cm} \frac {1}{\gamma^2} \cdot T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty} \hspace{-0.3cm}H_{\rm Nyq}(f) \,{\rm d} f = \left [ T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\hspace{-0.3cm}H_{\rm Nyq}(f) \,{\rm d} f \right ]^2 = 1\]
\(\Rightarrow \hspace{0.3cm} \eta_{\rm L} = 1 \hspace{0.05cm}.\)

Im Folgenden wird meist vereinfachend γ = 1 gesetzt.


Wurzel–Nyquist–Systeme


Das wesentliche Ergebnis der Berechnungen auf den letzten Seiten war, dass beim optimalen Binärsystem unter der Nebenbedingung Leistungsbegrenzung

  • die Impulsantwort hE(t) des Empfangsfilters formgleich mit dem Sendegrundimpuls gs(t) zu wählen ist (gleiches gilt für die zugehörigen Spektren), und
  • der Detektionsgrundimpuls gd(t) = gs(t) ∗ hE(t) die erste Nyquistbedingung erfüllen muss.

Sind sowohl gs(t) als auch hE(t) rechteckförmig mit TS = TET, so werden beide Bedingungen erfüllt. Nachteilig für diese Konfiguration ist allerdings der große Bandbreitenbedarf aufgrund der nur langsam abfallenden, si–förmigen Spektralfunktionen Gs(f) und HE(f).

Geht man von einem Nyquistspektrum mit Cosinus–Rolloff–Flanke (und Rolloff–Faktor r) aus,

\[ G_d(f) = G_s(f) \cdot H_{\rm E}(f) = g_0 \cdot T \cdot {H_{\rm CRO}(f)}\]
\[\Rightarrow \hspace{0.3cm}G_s(f) = g_0 \cdot T \cdot \sqrt{H_{\rm CRO}(f)},\hspace{0.5cm}H_{\rm E}(f)= \sqrt{H_{\rm CRO}(f)}\hspace{0.05cm},\]

so ergeben sich günstigere Spektraleigenschaften und ein geringerer Bandbreitenbedarf.
Die folgende Grafik zeigt die normierten Sendespektren Gs(f)/(g0T) in logarithmierter Darstellung für die drei Rolloff–Faktoren

  • r = 0 (grüne Kurve),
  • r = 0.5 (blaue Kurve), und
  • r = 1 (rote Kurve).

Die Spektralfunktion Gs(f)/(g0T), die sich bei einem rechteckförmigen NRZ–Sendegrundimpils ergibt, ist gestrichelt und violett eingezeichnet.

Verschiedene Sendespektren bei Basisbandübertragung

Anzumerken ist, dass der Bandbreitenbedarf bei der Basisbandübertragung nur eine untergeordnete Rolle spielt. Die Grafik gilt jedoch auch für die Trägerfrequenzsysteme entsprechend Kapitel 4 bei Darstellung im äquivalenten Tiefpassbereich. Bei diesen Systemen spielt die Bandbreite eine wichtige Rolle. Jedes zusätzliches Hertz an Bandbreite kann sehr teuer sein.


Systemoptimierung bei Spitzenwertbegrenzung (1)


Ist das (bipolare) Sendesignal auf ±s0 begrenzt, so gilt für die minimale Bitfehlerwahrscheinlichkeit:\[p_{\rm B, \hspace{0.05cm}min} = {\rm Q} \left( \sqrt{\rho_{d, \hspace{0.05cm}{\rm max \hspace{0.05cm} | \hspace{0.05cm}A}}}\right)\hspace{0.5cm}{\rm mit}\hspace{0.5cm} \rho_{d, \hspace{0.05cm}{\rm max \hspace{0.05cm} | \hspace{0.05cm}A}}={2 \cdot s_0^2 \cdot T}/{N_0}\hspace{0.05cm}.\]
Der Buchstabe A steht hierbei für Amplitudenbegrenzung (oder Spitzenwertbegrenzung). Es gibt nur ein einziges System, das diese minimale Fehlerwahrscheinlichkeit erreicht, nämlich eine Konfiguration mit NRZ–Rechteck–Sendegrundimpuls und daran angepasstem Empfangsfilter.

: Der Systemwirkungsgrad bei Amplitudenbegrenzung (Spitzenwertbegrenzung) lautet:\[\eta_{\rm A} = \frac{\rho_d}{\rho_{d, \hspace{0.05cm}{\rm max \hspace{0.05cm}| \hspace{0.05cm} A}}}= \frac{g_0^2 /\sigma_d^2}{2 \cdot s_0^2 \cdot T/N_0}\hspace{0.05cm}.\]

Hierbei sind folgende Systemgrößen verwendet:

  • g0 = gd(t = 0) gibt die Amplitude des betrachteten Nyquistimpulses an.
  • s0 stellt den maximalen Betrag des bipolaren Sendesignals dar.
  • N0 ist die (einseitige) Rauschleistungsdichte.
  • σd2 bezeichnet die Detektionsstörleistung.


Dieser Wirkungsgrad unterscheidet sich vom Systemwirkungsgrad ηL bei Leistungsbegrenzung dadurch, dass nun im Nenner s02 · T anstelle von EB steht. Es besteht folgender Zusammenhang:\[\eta_{\rm A} = \frac{E_{\rm B}}{s_0^2 \cdot T} \cdot \eta_{\rm L}= {\eta_{\rm L}}/{C_{\rm S}^2}\hspace{0.05cm}.\]
Hierbei bezeichnet der Crestfaktor das Verhältnis von Maximalwert s0 und Effektivwert seff von s(t):\[C_{\rm S} = \frac{s_0}{\sqrt{E_{\rm B}/T}} = \frac{{\rm Max}[s(t)]}{\sqrt{{\rm E}[s^2(t)]}}= {s_0}/{s_{\rm eff}}.\]
seff ist gleich der Wurzel aus der Signalleistung (EB/T).

: Wir betrachten wie im vorherigen Beispiel drei unterschiedliche Konfigurationen mit jeweils rechteckförmigen Zeitfunktionen gs(t) und hE(t) und geben hierfür die Systemwirkungsgrade an:\[\underline {{\rm System \hspace{0.15cm}A\hspace{-0.1cm}:}}\hspace{0.5cm}\rho_d = {2 \cdot E_{\rm B}}/{N_0} = { 2 \cdot s_0^2 \cdot T}/{N_0}\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}\eta_{\rm L} = 1,\hspace{0.3cm}\eta_{\rm A} = 1\hspace{0.05cm}.\]

\[\underline {{\rm System \hspace{0.15cm}B\hspace{-0.1cm}:}}\hspace{0.5cm}\rho_d = {E_{\rm B}}/{N_0} ={ s_0^2 \cdot T}/{N_0}\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}\eta_{\rm L} = 0.5,\hspace{0.3cm}\eta_{\rm A} = 0.5\hspace{0.05cm}.\] \[\underline {{\rm System \hspace{0.15cm}C\hspace{-0.1cm}:}}\hspace{0.5cm} \rho_d = {2 \cdot E_{\rm B}}/{N_0} = { s_0^2 \cdot T}/{N_0}\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}\eta_{\rm L} = 1,\hspace{0.3cm}\eta_{\rm A} = 0.5\hspace{0.05cm}.\] Man erkennt, dass beim System B beide Systemwirkungsgrade aufgrund der fehlenden Anpassung (TETS) nur jeweils 0.5 sind. Beim System C hat zwar der Systemwirkungsgrad ηL wegen TE = Ts den Maximalwert. Dagegen ist ηA nur 0.5, da der RZ–Impuls nicht die maximale Energie besitzt, die aufgrund der Spitzenwertbegrenzung erlaubt wäre. Der Crestfaktor hat hier den Wert

„Wurzel aus 2”.



Systemoptimierung bei Spitzenwertbegrenzung (2)


Nun betrachten wir eine Wurzel–Nyquist–Konfiguration mit Cosinus–Rolloff–Gesamtfrequenzgang:\[G_s(f) = g_0 \cdot T \cdot \sqrt{H_{\rm CRO}(f)},\hspace{0.5cm}H_{\rm E}(f)= \sqrt{H_{\rm CRO}(f)}\] \[\Rightarrow \hspace{0.3cm} G_d(f) = g_0 \cdot T \cdot {H_{\rm CRO}(f)} = G_{\rm Nyq}(f)\hspace{0.05cm}.\] Die Grafik zeigt die Augendiagramme am Sender (oben) und am Empfänger (unten), jeweils für die Rolloff–Faktoren r = 0.25, r = 0.50 und r = 1. Es sei daran erinnert, dass eine solche Konfiguration unter der Nebenbedingung der Leistungsbegrenzung unabhängig vom Rolloff–Faktor r optimal ist.

Augendiagramme bei Wurzel-Nyquist-Konfigurationen

Man erkennt aus dieser Darstellung:

  • Der Sendeimpuls gs(t) erfüllt nicht die Nyquistbedingung: Das Auge am Sender (obere Bildreihe) ist nicht vollständig geöffnet; der Maximalwert des Sendesignals ist größer als sein Effektivwert.
  • Der Crestfaktor CS = s0/seff wird mit kleinerem r größer und damit der Wirkungsgrad ηA kleiner. Für r = 0.5 ergibt sich CS ≈ 1.45 und damit ηA ≈ 0.47. Das Detektions–SNR ist dann um den Betrag 10 · lg ηA ≈ 3.2 dB geringer als bei der Rechteck–Rechteck–Konfiguration.
  • Im (theoretischen) Grenzfall r = 0 gilt sogar CS → ∞ und ηA → 0. Der Sendegrundimpuls gs(t) fällt hier noch langsamer als mit 1/t ab, und es gilt:
\[\max_t\{ s(t) \} = \max_t \hspace{0.15cm}\big [ \sum_{(\nu)} a_\nu \cdot g_s ( t - \nu \cdot T)\ \big ]\rightarrow \infty\hspace{0.05cm}.\]
  • Begrenzt man das Sendesignal s(t) durch einen gegen 0 gehenden Gewichtungsfaktor auf einen endlichen Maximalwert s0, so führt dies zu einem geschlossenem Auge vor dem Entscheider.


Optimierung des Rolloff–Faktors bei Spitzenwertbegrenzung


Es wird von folgenden Voraussetzungen ausgegangen:

  • Der Sendegrundimpuls gs(t) sei NRZ–rechteckförmig; bei Spitzenwertbegrenzung ist dies optimal.
  • Der Gesamtfrequenzgang HS(f) · HE(f) = HNyq(f) erfülle die Nyquistbedingung und werde durch einen Cosinus–Rolloff–Tiefpass HCRO(f) beschrieben.
  • Da die Impulsamplitude g0 unabhängig vom Rolloff–Faktor r ist, lässt sich die SNR–Maximierung hier auf die Minimierung der Rauschleistung vor dem Entscheider zurückführen:\[\sigma_d^2 = \frac{N_0}{2} \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}|H_{\rm E}(f)|^2 \,{\rm d} f\hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}{\rm Minimum,} \hspace{0.5cm}{\rm wobei}\hspace{0.5cm} H_{\rm E}(f) =\frac {H_{\rm CRO}(f)}{{\rm si}(\pi f T)}\hspace{0.05cm}.\]

Die Grafik zeigt die Leistungsübertragungsfunktion |HE(f)|2 für drei verschiedene Rolloff–Faktoren. Die Flächen unter diesen Kurven sind jeweils ein Maß für die Rauschleistung vor dem Entscheider.

Zur Optimierung des Rolloff-Faktors bei Spitzenwertbegrenzung

Man erkennt aus dieser Darstellung:

  • Der Rolloff–Faktor r = 0 (Rechteck) führt trotz des sehr schmalbandigen Empfangsfilters nur zum Wirkungsgrad ηA = 0.65, da HE(f) wegen der si-Funktion im Nenner mit wachsendem f ansteigt.
  • r = 1 bewirkt zwar ein doppelt so breites Nyquistspektrum, führt aber zu keiner Anhebung. Da die Fläche unter der roten Kurve kleiner ist als die grüne, ergibt sich ein besserer Wert: ηA = 0.88.
  • Der größte Systemwirkungsgrad ergibt sich für ropt ≈ 0.8 (flaches Maximum) mit ηA = 0.89. Hierfür erreicht man den bestmöglichen Kompromiss zwischen Bandbreite und Überhöhung.
  • Durch Vergleich mit dem optimalen Frequenzgang HE(f) = si(πfT) bei Spitzenwertbegrenzung, der zum Ergebnis σd2 = N0/(2T)   ⇒   ηA = 1 führt, erhält man für den Systemwirkungsgrad:
\[eta_{\rm A} = \left [T \cdot \int_{-\infty}^{+\infty}\hspace{-0.15cm} |H_{\rm E}(f)|^2 \,{\rm d} f \right ]^{-1} \hspace{0.05cm}.\]
  • Das bedeutet: Das beste Cosinus-Rolloff-Nyquistspektrum mit ropt = 0.8 (blaue Kurve) ist gegenüber dem Matched-Filter (violett-gestrichelte Kurve) um ca. 0.5 dB schlechter, da die Fläche unter der blauen Kurve um ca. 12% größer ist als die Fläche unter der violetten Kurve.


Aufgaben


A1.6 Wurzel–Nyquist–System

Z1.6 Zwei Optimalsysteme

A1.7 Systemwirkungsgrade

Quellenverzeichnis

  1. Bronstein, I.N.; Semendjajew, K.A.: Taschenbuch der Mathematik. 5. Auflage. Frankfurt: Harry Deutsch, 2001.