Difference between revisions of "Aufgaben:Exercise 3.3: Noise at Channel Equalization"
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| + | :$$H_{\rm G}(f) = {\rm exp}(- \pi \cdot | ||
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| + | mit der normierten Grenzfrequenz $f_G \cdot T = 0.35$ verwendet, so dass beide Systeme mit $\ddot{o}(T_D = 0) = 0.478 \cdot s_0$ auch die gleiche Augenöffnung aufweisen. Die pro Bit aufgewendete Sendeenergie $E_B = s_0^2 \cdot T$ ist um den Faktor $10^9$ größer als die Rauschleistungsdichte $N_0$ ⇒ $10\cdot lg \, E_B/N_0 = 90 \, dB$. | ||
| + | Die beiden Systeme unterscheiden sich wie folgt. | ||
| + | * Der Kanalfrequenzgang von System A ist frequenzunabhängig: $H_K(f) = \alpha$. Für das Empfangsfilter ist demnach $H_E(f) = H_G(f)/\alpha$ anzusetzen, so dass für die Detektionsrauschleistung gilt: | ||
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| + | * Dagegen ist für System B ein Koaxialkabel mit der charakteristischen Dämpfung (bei der halben Bitrate) $a_* = 80 \, dB$ (bzw. $9.2 \, Np) vorausgesetzt, so dass für den Betragsfrequenzgang gilt: | ||
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| + | :$${\it \Phi}_{d{\rm N}}(f) = {N_0}/{2} \cdot \frac{|H_{\rm G | ||
| + | }(f)|^2}{|H_{\rm K}(f)|^2} = {N_0}/{2} \cdot {\rm exp}\left | ||
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| − | [[ | + | ''Hinweis:'' Die Aufgabe bezieht sich auf das [[Digitalsignal%C3%BCbertragung/Ber%C3%BCcksichtigung_von_Kanalverzerrungen_und_Entzerrung|Kapitel 3.3]]. |
Revision as of 10:51, 24 October 2017
Wir betrachten zwei unterschiedliche Systemvarianten, die beide NRZ–Rechteck–Sendeimpulse benutzen und durch AWGN–Rauschen beeinträchtigt werden. In beiden Fällen wird zur Rauschleistungsbegrenzung ein Gaußtiefpass
- $$H_{\rm G}(f) = {\rm exp}(- \pi \cdot \frac{f^2}{(2f_{\rm G})^2})$$
mit der normierten Grenzfrequenz $f_G \cdot T = 0.35$ verwendet, so dass beide Systeme mit $\ddot{o}(T_D = 0) = 0.478 \cdot s_0$ auch die gleiche Augenöffnung aufweisen. Die pro Bit aufgewendete Sendeenergie $E_B = s_0^2 \cdot T$ ist um den Faktor $10^9$ größer als die Rauschleistungsdichte $N_0$ ⇒ $10\cdot lg \, E_B/N_0 = 90 \, dB$. Die beiden Systeme unterscheiden sich wie folgt.
- Der Kanalfrequenzgang von System A ist frequenzunabhängig: $H_K(f) = \alpha$. Für das Empfangsfilter ist demnach $H_E(f) = H_G(f)/\alpha$ anzusetzen, so dass für die Detektionsrauschleistung gilt:
- $$\sigma_d^2 = {N_0}/{2} \cdot \int_{-\infty}^{+\infty} |H_{\rm E}(f)|^2 \,{\rm d} f = \frac{N_0 \cdot f_{\rm G}}{\sqrt{2} \cdot \alpha^2} \hspace{0.05cm}.$$
- Dagegen ist für System B ein Koaxialkabel mit der charakteristischen Dämpfung (bei der halben Bitrate) $a_* = 80 \, dB$ (bzw. $9.2 \, Np) vorausgesetzt, so dass für den Betragsfrequenzgang gilt: :'"`UNIQ-MathJax4-QINU`"' * Somit lautet die Gleichung für die Rauschleistungsdichte vor dem Entscheider (mit $f_G \cdot T = 0.35$): :'"`UNIQ-MathJax5-QINU`"' Dieser Funktionsverlauf ist in obiger Grafik rot dargestellt. Die Rauchleistungsdichte für das System A ist blau gezeichnet. Für das System B wurde messtechnisch die ungünstigste Fehlerwahrscheinlichkeit :'"`UNIQ-MathJax6-QINU`"' bestimmt. Die Messung ergab $p_U = 4 \cdot 10^_{\rm -8}$, was dem Störabstand $10 \cdot lg \, \rho_U = 14.8 \, dB$ entspricht.
Hinweis: Die Aufgabe bezieht sich auf das Kapitel 3.3.
Fragebogen
Musterlösung
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
(6)
