Influence of Noise on Systems with Angle Modulation

From LNTwww

Signal-to-noise power ratio in PM


To investigate noise behavior, we will take the  AWGN channel  as our starting point and calculate the sink SNR $ρ_v$  as a function of

Signal-to-noise power ratio in phase modulation
  • the frequency (bandwidth)  $B_{\rm NF}$  of the cosine source signal,
  • the transmit power $P_{\rm S}$,
  • the channel transmission factor $α_{\rm K}$, and
  • the (one-sided) noise power density  $N_0$.


The principle procedure is described in detail in the section Investigations at the AWGN channel :

If the performance parameter

$$\xi = \frac{\alpha_{\rm K}^2 \cdot P_{\rm S}}{N_0 \cdot B_{\rm NF}}$$

is sufficiently large, the follwoing approximatino is obtained for phase modulation with modulation index  $η$ :

$$\rho_{v } \approx {\eta^2}/{2} \cdot\xi \hspace{0.05cm}.$$

This means that for phase modulation, the sink SNR increases quadratically with increasing  $η$ .

The exact calculation of  $ρ_v$  is not very simple, and is also laborious. Here, we will only briefly describe the calculation steps:

  • One approximates the white noise  $n(t)$  for the bandwidth  $B_{\rm HF}$  by a sum of sinusoidal interferences spaced by  $f_{\rm St}$ (see second sketch in the following section).
  • One calculates the S/N ratio after demodulation for each sinusoidal interference and sums the individual contributions,which are now all in the low-pass region  $|f| < B_{\rm NF}$ .
  • The above simple result is obtained after the boundary transition  $f_{\rm St} → 0$.  The sum then turns into an integral and this can be solved approximately.

Signal-to-noise power ratio in FM


FM demodulator:   PM demodulator and differentiator

For calculation one uses the fact that the FM demodulator can be realized with a PM demodulator and a differentiator.

  • The block diagram on the right refers only to the noise signals   ⇒   $s(t) = 0$.
  • Thus the received signal  $r(t) = n(t)$, where we assume additive Gaussian white noise with center frequency  $f_{\rm T}$  and bandwidth  $B_{\rm HF}$  for  $n(t)$ .


When calculating the noise power density after the FM demodulator, consider:

  • Die Rauschleistungsdichte  ${\it Φ}_{v,\hspace{0.05cm}{\rm PM}}(f)$  nach dem PM–Demodulator liegt im Tiefpassbereich, besitzt die (einseitige) Bandbreite  $B_{\rm NF}$  und ist ebenfalls „weiß”
    (siehe linke Skizze in der unteren Grafik).
  • Die Leistungsdichte am Ausgang eines linearen Systems mit Frequenzgang  $H(f)$  lautet allgemein, wenn am Eingang die Rauschleistungsdichte  ${\it Φ}_{v,\hspace{0.05cm}{\rm PM}}(f)$  anliegt:
$${ \it \Phi}_{v {\rm , \hspace{0.05cm}FM} } (f) = { \it \Phi}_{v {\rm , \hspace{0.05cm}PM} } (f) \cdot |H(f)|^2 \hspace{0.05cm}.$$
  • Der Differenzierer ist ein solches lineares System.  Sein Frequenzgang  $H(f)$  steigt linear mit  $f$  an, und es gilt für die Rauschleistungsdichte am Ausgang des FM–Demodulators (siehe rechte Skizze in der unteren Grafik):
$${ \it \Phi}_{v {\rm , \hspace{0.05cm}FM} } (f) = {\rm const. } \cdot f^2 \cdot { \it \Phi}_{v {\rm , \hspace{0.05cm}PM} }(f) \hspace{0.05cm}.$$

$\rm Fazit\text{:}$  Berücksichtigt man dieses Ergebnis, so kommt man nach längerer Rechnung zum folgenden Sinken–SNR  (falls die Leistungskenngröße  $ξ$  hinreichend groß ist):

Rauschleistungsdichtespektren bei PM (links) und FM (rechts)
$$\rho_{v } \approx \frac{3\cdot \eta^2}{2} \cdot \frac{\alpha_{\rm K}^2 \cdot P_{\rm S} }{N_0 \cdot B_{\rm NF} } = 3/2 \cdot{\eta^2} \cdot\xi \hspace{0.05cm}.$$

Die Grafik verdeutlicht:

  • Die Rauschleistungsdichte  ${\it Φ}_{v,\hspace{0.05cm}{\rm FM} }(f)$  ist im Gegensatz zu  ${\it Φ}_{v,\hspace{0.05cm}{\rm PM} }(f)$  nicht weiß.
  • Vielmehr steigt  ${\it Φ}_{v,\hspace{0.05cm}{\rm FM} }(f)$  zu den Grenzen  $(\pm B_{\rm NF} )$  hin quadratisch an.
  • Bei  $f = 0$  besitzt  ${\it Φ}_{v,\hspace{0.05cm}{\rm FM} }(f)$  keine Rauschanteile.


Systemvergleich von AM, PM und FM hinsichtlich Rauschen


Systemvergleich von AM, PM und FM bzgl. Rauschen

Wie schon im Abschnitt  Untersuchungen beim AWGN-Kanal  ausführlich erläutert und im Abschnitt  Sinken-SNR und Leistungskenngröße  auf die Amplitudenmodulation angewendet, betrachten wir wieder die doppelt-logarithmische Darstellung des Sinken–SNR  $ρ_v$  über der Kenngröße

$$\xi = \frac{\alpha_{\rm K}^2 \cdot P_{\rm S}}{N_0 \cdot B_{\rm NF}}.$$

Diese qualitativ zu verstehenden Kurven sind wie folgt zu interpretieren:

  • Die Vergleichskurve liefert die  ZSB–AM ohne Träger   ⇒   Modulationsgrad  $m → ∞$.  Hier gilt  $ρ_v = ξ$  und auch bei doppelt–logarithmischer Darstellung ergibt sich eine  $45^\circ$–Gerade durch den Ursprung.
  • Die  FM–Kurve  mit  $η = 3$  liegt um  $10 · \lg \ 13.5 ≈ 11.3 \ \rm dB$  über der AM–Kurve.  Anschaulich kann man das bessere Rauschverhalten der Frequenzmodulation dadurch erklären, dass ein additiver Rauschanteil die Lage der Nulldurchgänge weniger beeinflusst als er die Amplitudenwerte verändert.
  • Ist das wirksame Rauschen sehr groß und damit die Leistungskenngröße klein  $(10 · \lg \ ξ ≤ 15 \ \rm dB)$, so ist Winkelmodulation nicht zu empfehlen.  Aufgrund des Rauschens können dann Nulldurchgänge völlig verschwinden und so deren Detektion unmöglich machen. Man spricht vom "FM–Knick".
  • Hinsichtlich Rauschen ist bei jeder Art von Winkelmodulation ein  möglichst großer Modulationsindex  anzustreben.  So liegt die Kurve für $η = 10$ um etwa  $10.4 \ \rm dB$  über der Kurve für  $η = 3$.  Zu berücksichtigen ist allerdings, dass ein größeres  $η$  auch eine größere Bandbreite erfordert oder – bei gegebener Kanalbandbreite – stärkere nichtlineare Verzerrungen hervorruft.
  • Bei gleichem Modulationsindex ist die Phasenmodulation  (PM)  stets um  $10 \cdot \lg \ 3 ≈ 4.8 \ \rm dB$  schlechter als die Frequenzmodulation  (FM).  Dies ist einer der Gründe, warum die analoge Phasenmodulation in der Praxis nur wenig Bedeutung hat.  Dagegen wird bei digitaler Modulation die Variante  Phase Shift Keying  (PSK) aufgrund anderer Vorteile häufiger eingesetzt als  Frequency Shift Keying  (FSK).
  • Alle angegebenen Kurven gelten quantitativ nur für eine harmonische Schwingung  (also für nur eine einzige Frequenz).  Bei einem Frequenzgemisch – das in der Praxis stets vorliegt – gelten die Kurven aber zumindest qualitativ.

Preemphase und Deemphase


Ein wichtiges Ergebnis der letzten Abschnitte war, dass das Sinken–SNR bei FM entsprechend  $\rho_{v } \approx 1.5 \cdot{\eta^2} \cdot\xi \hspace{0.05cm}$  in guter Näherung quadratisch vom Modulationsindex abhängt.  Da aber bei Frequenzmodulation der Modulationsindex  $η$  umgekehrt proportional zur Nachrichtenfrequenz  $f_{\rm N}$  ist, hängt auch das Sinken–SNR von  $f_{\rm N}$  ab.

Daraus ergeben sich folgende Konsequenzen:

  • Besteht das Nachrichtensignal aus mehreren Frequenzen, so weisen die höheren Frequenzen nach einer FM–Modulation einen kleineren Modulationsindex  $η$  auf als die niedrigeren Frequenzen.
  • Das bedeutet auch:   Die höheren Frequenzanteile  $($mit kleinerem  $η)$  sind dementsprechend stärker verrauscht als niedrigere Frequenzen, wenn nicht besondere Maßnahmen getroffen werden.
Preemphase und Deemphase


Eine solche Maßnahme ist beispielsweise eine  Preemphase.  Dabei werden höhere Frequenzen durch ein Hochpass–Filternetzwerk  $H_{\rm PE}(f)$  angehoben und für diese der Modulationsindex  $η$  erhöht.

Die sendeseitige Preemphase muss beim Empfänger durch ein Netzwerk  $H_{\rm DE}(f) = 1/H_{\rm PE}(f)$  rückgängig gemacht werden.  Dieses Absenken der höheren Frequenzen nennt man  Deemphase.

Die Grafik zeigt ein mögliches Beispiel für die Filterfunktionen von

  • Preemphase (blau)   ⇒   $|H_{{\rm PE} } (f)| = \sqrt{1 + \left({f}/{f_{\rm G}}\right)^2}\hspace{0.05cm},$
  • Deemphase (rot)        ⇒   $|H_{{\rm DE} } (f)| = |H_{{\rm PE} } (f)|^{-1} \hspace{0.05cm}.$

Aufgaben zum Kapitel


Aufgabe 3.10: Berechnung der Rauschleistungen

Aufgabe 3.10Z: Amplituden- und Winkelmodulation im Vergleich

Aufgabe 3.11: Preemphase und Deemphase